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        LME49720的官方推薦唱放電路

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        樓主
        發表於 2019-6-9 09:12:03 | 只看該作者 |只看大圖 回帖獎勵 |倒序瀏覽 |閱讀模式

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        這是TI公司的著名雙路高性能、高保真音頻運算放大器LME49720的官方推薦唱放電路圖。

        對於想業餘製作高標準唱放電路的朋友們來講,利用高標準的運放推薦電路製作唱放無疑是一個既省心又省力的事情,而且只要元件精度得到保證,一定是一個非常好的製作體驗。
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        2#
         樓主| 發表於 2019-6-9 17:17:20 | 只看該作者
        仔細查看這個廠家推薦的唱放電路,其實是很有意思的。
        運算放大器的同相輸入時的放大倍數為1+(3320/150)=23.133倍,這個推薦電路由完全一樣的兩級電路構成,那麼兩級電路的總放大倍數為535倍,直流增益約為54.5dB,也就是說這個電路的低頻最大增益為55dB左右。
        對於絕大多數的MC唱頭放大器而言,我們要求的低頻增益大約要控制在60dB左右;對於MM唱頭而言,低頻增益要控制在40dB左右。
        不過,這並不是一個絕對值,我們可以根據電路的需要而對電路作出變化或改動。
        我們能從廠家的這個推薦電路中看出廠家給出這個電路時的增益考慮,它給出這個運放的唱放電路55dB時的推薦值,我想,它是希望這個電路能在MC還有MM唱頭的選用上得到一個兼顧。
        它用在唱機的MC唱頭輸入時,雖然增益略有不足,但也勉強說得過去;它用在唱機的MM唱頭時,雖然增益高了點兒,但是也能讓人接受。
        一個推薦的電路,兩種截然不同的唱頭都兼顧上了,著實是一個不錯的想法
        當然,這是對於我們樂觀派來講的。

        如果從另外一個方面來想,它取成一個55dB的增益值,對於MC頭來講,增益低了一點兒;對於MM頭來講,增益又太高了一點兒。
        這是悲觀主義的想法了,其實兩者都沒有達到要求,無法兼顧

        看來,我們還是要樂觀一點兒好,這樣省事兒,不費心。
        真如是想要兩者都達到最好的效果,那只有得自已動手修改修改運放反饋的增益控制電路
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        3#
         樓主| 發表於 2019-6-9 17:49:49 | 只看該作者
        廠家推薦的LM49720唱放電路,其均衡特性曲線同標準的RIAA參考曲線相比,其均衡誤差相當小,低頻與RIAA參考曲線完全重合,微小的誤差出現在10KHz以上,在10KHz頻率點上,這個唱放均衡電路同標準參考曲線相比,其均衡誤差也僅為0.09dB,小於0.1dB,請見我為這個電路所作的模擬,可以看到兩條曲線的重合程度。
        其中紅線為標準參考曲線,藍線為本運放唱放的均衡特性曲線。

        由於是運放電路,兩級直耦放大,沒有級間耦合電容的存在,所以這個運放的均衡電路的相位特性幾乎同參考值完全一致,幾乎重合了,非常優秀,微小的相位失真僅在我們人耳可聞的20KHz值開外才出現。
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        4#
         樓主| 發表於 2019-6-9 18:07:28 | 只看該作者
        如果想直接將運放廠家推薦的唱放電路直接針對於應用的MC或MM唱頭上,我們可以直接利用廠家推薦的均衡網路元件參數不變,直接修改運放電路中的那兩隻3320歐的反饋電阻阻值以達到我們的要求。
        對於匹配MC唱頭,增益為60dB的MC唱放來講,我們可以將那兩隻3320歐電阻同時更換為兩隻4747歐的電阻即可達到低頻60dB的增益要求;
        對於匹配MM唱頭,增益為40dB的MM唱放來講,我們可以將那兩隻3320歐電阻同時更換為兩隻1400歐的電阻即可達到低頻40dB的增益要求。

        當然,最好的辦法是,一個電路來同時滿足MC和MM唱頭的信號放大,
        這樣就簡單了,採用一個增益為40dB的MM唱放,前面外加一級由同樣運放構成的十倍電壓放大,在採用不同的唱頭時進行切換就行了,投入MC唱頭時,將MM唱放前面的十倍電壓放大用開關切進電路中同時工作。
        您看,是不是很方便?
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        5#
         樓主| 發表於 2019-6-9 18:34:50 | 只看該作者
        也許有人會說,為什麼廠家推薦的運放均衡網路同標準的參考均衡曲線在高頻段相差0.09dB呢,是不是您的方法有誤,或者是廠家給的參數有誤?
        我甚至還聽到一位朋友私下的說法:吹牛逼吧,廠家還沒有你牛?輪得上您來挑錯誤?
        這個,我們只當是曲線重合時候的誤差吧,而且在實際中,我們還得按照廠家所給定的均衡網路元件參數來取值,因為我發現廠家給出的這個均衡網路高頻誤差,如果把PCB布線時候的第二級運放電路的輸入端分佈電容考慮進去,我們按照十幾皮法來取值的話,廠家推薦的這個值正好恰如其分,高頻均衡的增益就同標準曲線完全重合了。
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        6#
         樓主| 發表於 2019-6-9 18:41:52 | 只看該作者
        在一樓的唱放均衡電路中,廠家已經給出了這個電路中的電阻、電容取值的精度範圍,如果想要唱放的均衡誤差極低,那麼我們便得對其中電容和電阻的精度提出更高的要求,甚至得靠許多元件的並聯並且得依靠電橋來進行電阻、電容的挑選,通常這才是唱放電路中最花成本的地方,因為我們的電阻甚至要精確到歐,電容要精確到皮法級別才行。
        極致的唱放電路,還要考慮到元器的溫漂、雜訊……
        當然,在最後調整時,我們算得極為精確的元器件值,還要加上級間分佈電容的影響
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        發表於 2019-6-15 21:18:48 | 只看該作者
        田老師分析到位,細緻入微。
        8#
         樓主| 發表於 2019-6-16 11:29:53 | 只看該作者
        海河1 發表於 2019-6-15 21:18
        田老師分析到位,細緻入微。

        我只是拿著現成的例子罷,廠家的功勞
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